10 Transistor Amp Battle HexFet Power Amp

[Udo]

hier noch die Tian-Simulation mit two pole compensation



wenn ich versuche das zu höheren Frequenzen zu verschieben in dem ich die Kondensatoren verkleinere, fängt's an zu schwingen obwohl es noch ok aussieht

[SNT]

Auf welcher Frequenz schwingt es dann?

LG Sven

[Udo]

Auf welcher Frequenz schwingt es dann?

je nach dem wie ich die Kondensatoren dimensionere iwas zwischen 200 u. 1MHz und zwar nur die positive Halbwelle
ich poste gleich mal ein Bild
[ATTACH=CONFIG]70119[/ATTACH]

[Udo]

was mir gerade aufgefallen ist, einige der Thd-Angaben hier sind in der Praxis nicht möglich, da ich Spannungsquellen mit 0 Innenwiderstand verwendet habe. (besonders die ganz niedrigen 0.000024% zum Beispiel)

Ich habe gerade mal ein sehr guten Opamp LT1028 mit 18V Spannungsquellen (Ri 0.2 Ohm) simuliert
Ergebnis: THD= 0.000000%

also muss es an meinem Verstärker liegen, der zeigt bei Spannungsquellen mit Innenwiderstand einen höheren Klirfaktor.
seltsam

[3eepoint]

je nach dem wie ich die Kondensatoren dimensionere iwas zwischen 200 u. 1MHz und zwar nur die positive Halbwelle
ich poste gleich mal ein Bild
[ATTACH=CONFIG]70119[/ATTACH]

Wahrscheinlich was parasitäres, ich hab auch noch nicht so 100% verstanden wodran spice das fest macht....

was mir gerade aufgefallen ist, einige der Thd-Angaben hier sind in der Praxis nicht möglich, da ich Spannungsquellen mit 0 Innenwiderstand verwendet habe. (besonders die ganz niedrigen 0.000024% zum Beispiel)

Ich habe gerade mal ein sehr guten Opamp LT1028 mit 18V Spannungsquellen (Ri 0.2 Ohm) simuliert
Ergebnis: THD= 0.000000%

also muss es an meinem Verstärker liegen, der zeigt bei Spannungsquellen mit Innenwiderstand einen höheren Klirfaktor.
seltsam

Vergiss die OP Amp Modelle in Spice die sind meist nicht zu gebrauchen. Hast du der Spannungsquelle Stützkondensatoren parallel geschaltet? Der erhöhte THD kommt u.a. durch die sich ändernde Uce der Transistoren und die Gegenkopplung muss nun auch den Innenwiderstand des Netzteils ausregeln.

[Udo]

Wahrscheinlich was parasitäres, ich hab auch noch nicht so 100% verstanden wodran spice das fest macht....
Vergiss die OP Amp Modelle in Spice die sind meist nicht zu gebrauchen. Hast du der Spannungsquelle Stützkondensatoren parallel geschaltet? Der erhöhte THD kommt u.a. durch die sich ändernde Uce der Transistoren und die Gegenkopplung muss nun auch den Innenwiderstand des Netzteils ausregeln.

ich hab's gerade mal probiert praktisch kein Effekt mit Kondensatoren.
aber sobald man in den Thd-Bereich kleiner 0.0000 % sind die Zahlen wohl mit vorsicht zu genießen

[3eepoint]

hmmmm..... hast du den Timestep mal auf 10n gesetzt ob das n Unterschied macht?

[Udo]

hmmmm..... hast du den Timestep mal auf 10n gesetzt ob das n Unterschied macht?

ja, macht kein Unterschied, ich hab auch mal ein 50kHz Rechteck eingespeist und da sieht man sehr deutlich ein Überschwingen, irgendwas ist da im Argen. (so ziemlich alle Transistoren getauscht und und und, nix hilft)

Output-inclusive compensation u. two pole verhalten sich zickig sobald ich versuche das ganze nach oben zu verschieben.

Da kann ich auch bei Miller bleiben das funkioniert ganz gut

[スピーカ]

ich hab's gerade mal probiert praktisch kein Effekt mit Kondensatoren.
aber sobald man in den Thd-Bereich kleiner 0.0000 % sind die Zahlen wohl mit vorsicht zu genießen

Hallo Udo, ich habe einige Verstärker mit Hilfe von LT-Spice entwickelt. Dabei hat sich heraus gestellt, dass man für den reellen Aufbau besser eine Kompensation wählt, in der der Verstärker sehr sicher und stabil arbeitet. Wenn der Verstärker gerade so eben oder sehr kippelig in der Simulation stabil läuft, kann man generell davon ausgehen, dass er in der Realität schwingen wird. Verstärker die in der Simulation 0% THD haben, haben oft eine sehr hohe Leerlaufverstärkung und die ist nicht so einfach zu kompensieren, zumal dann auch noch das Platinenlayout zum sensiblen Faktor wird.
Bei meinen Simulationen schaue ich mir auch das Klippingverhalten, das Rechteck und eine kapazitive Belastung an. Erst wenn das soweit klappt, lohnt der Aufbau.
Bei deiner Sinus-Simulation sehe ich nicht nur eine überlagerte Schwingung, auch scheint der Sinus optisch schon arg verzerrt. Auch scheint mir die Miller-Kompensation sehr ungewöhnlich dimensioniert. Mit two-pol habe ich auch in meinem aktuellen Verstärker Probleme mit der Stabilität gehabt und bin auf normale Millerkompensation zurück gekommen.
Außerdem habe ich in der Gegenkopplung eine Kompensation eingesetzt, um ein besseres Hochfrequenzverhalten zu bekommen. 1k und 19k sind schon ziemlich hochohmig. Probier mal 100 und 1k9.

[Udo]

... Ich würde noch einen Spannungsfolger zwischen VAS und MOSFETs spendieren, idealerweise Push-Pull, aber zur Not auch Eintakt Class A.

habe ich probiert u. bei 20kHz THD war die Verbesserung minimal. Und das zickige Verhalten hat sich auch nicht verbessert

Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde

hmm das sieht bei Clipping so aus


blau ist der Augang Clipping u. grün der Basisstrom Q10

[Udo]

Hallo Udo, ich habe einige Verstärker mit Hilfe von LT-Spice entwickelt. Dabei hat sich heraus gestellt, dass man für den reellen Aufbau besser eine Kompensation wählt, in der der Verstärker sehr sicher und stabil arbeitet. Wenn der Verstärker gerade so eben oder sehr kippelig in der Simulation stabil läuft, kann man generell davon ausgehen, dass er in der Realität schwingen wird. Verstärker die in der Simulation 0% THD haben, haben oft eine sehr hohe Leerlaufverstärkung und die ist nicht so einfach zu kompensieren, zumal dann auch noch das Platinenlayout zum sensiblen Faktor wird.
Bei meinen Simulationen schaue ich mir auch das Klippingverhalten, das Rechteck und eine kapazitive Belastung an. Erst wenn das soweit klappt, lohnt der Aufbau.
Bei deiner Sinus-Simulation sehe ich nicht nur eine überlagerte Schwingung, auch scheint der Sinus optisch schon arg verzerrt. Auch scheint mir die Miller-Kompensation sehr ungewöhnlich dimensioniert. Mit two-pol habe ich auch in meinem aktuellen Verstärker Probleme mit der Stabilität gehabt und bin auf normale Millerkompensation zurück gekommen.
Außerdem habe ich in der Gegenkopplung eine Kompensation eingesetzt, um ein besseres Hochfrequenzverhalten zu bekommen. 1k und 19k sind schon ziemlich hochohmig. Probier mal 100 und 1k9.

Hi スピーカ,
mit Miller läuft der Amp um einiges zickenfreier. Ich werde wohl bei Miller bleiben auch wenn der Klirrfaktor nicht so toll ist (immer noch gut 1kHz unter 0.001% 10kHz unter 0.01%)
die Widerstände im Gegenkopplungszweig zu reduzieren hatte ich auch schon auf dem Schirm

Grüße Udo

[Udo]

im Moment sieht es so aus:

-Transistoren getauscht da ich noch einige B550/560C u. BD 139 hier habe

THD FFT


Clipping



50kHz Rechteck


Phase Margin ca. 70^Grad


schonmal ganz ok wie ich finde

[capslock]

. Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde.

Meinst Du andersherum, also Q10 überlastet Q4? Wie stellst Du Dir einen aktiven Überstromschutz vor? Reicht nicht ein Widerstand in der Basis von Q4? Eigentlich ist das eine Standardschaltung, die Darlington-VAS.

[スピーカ]

Meinst Du andersherum, also Q10 überlastet Q4? Wie stellst Du Dir einen aktiven Überstromschutz vor? Reicht nicht ein Widerstand in der Basis von Q4? Eigentlich ist das eine Standardschaltung, die Darlington-VAS.

3eepoints Beitrag bezog sich auf einen älteren Schaltplan, bei dem im Übersteuerungsfall Q10 praktisch kurzgeschlossen wird. Auch ein Widerstand von etwa 4k7 in der Kollektorleitung von Q10 würde das verhindern.

[Udo]

...
Bei meinen Simulationen schaue ich mir auch das Klippingverhalten, das Rechteck und eine kapazitive Belastung an. Erst wenn das soweit klappt, lohnt der Aufbau...

(s. Schaltung Beitrag #32 weiter oben mit Miller-Kompensation u. zusätzlicher 12p Kondensator parallel zu R6)
50kHz Rechteck mit fieser Last 2 Ohm/2.2uF parallel (vor der Ausgangsspule gemessen) schafft er noch 16V ss


verschiedene Sinusfrequenzen(incl. Clipping) getestet... kein Schwingen bzw. "Klingeln" erkennbar


ich kann das nicht so gut beurteilen, aber der D. Self Blameless verhält sich in der Simulation kaum besser,
von daher gehe ich davon aus das das soweit ok ist.

auf meiner Simulations todo liste stehen jetzt noch:

- Rauschen
- Dämpfungsfaktor
- Thermische Stabilität (DC-Offset)
- Verlustleistung (für Dimensionierung der Kühlkörper)

Grüße Udo


Nachtrag: da ich noch 2 Transistoren über habe, könnte man auch die beiden Ausgangs Fet's gegen 4 Bjt's tauschen.
somit ein D. Self Blameless mit 10 Transistoren ... ziemlich langweilig aber doch verlockend.:denk:
(Ruhestromstellung wäre etwas knifflig)

[Udo]

weiter geht's mit der Rausch-Simulation:
ich habe mich an den B. Cordell LTSpice-Beispielen orientiert u. gehe mal davon das da alles stimmt.
(s. http://www.cordellaudio.com/book/tutoria...ions.shtml)


Simulation 20Hz -2MHz verwendete Schaltung Beitrag #32 s. o.


Simulation 20Hz - 20kHz ergibt 12 uV rms AusgangsRauschen

das ergibt ein SNR (17,6V rms / 53uV rms) von 110dB bzw. 122dB.
Ich weiss jetzt nicht was bei Messungen Standard ist, würde denken 20Hz -20kHz ?

auf jeden Fall ist noch Optimierungspotenzial vorhanden R1 R7 verkleinern u. die Eingangstransistoren Q1/Q2
ich dachte die BC560 wären rauscharm, aber da gibt es wohl deutlich bessere ...


Nachtrag:
ich habe ein bischen rumprobiert und konnte das Rauschen auf 6.5 uV (20-20k) reduzieren
Gegenkopplungswiderstände geändert R7 100Ohm u. R6 1.91 kOhm u. Q1/Q2 2N4403
ergibt ein SNR von 128dB ...denke das reicht

was mir gerade einfällt. Jedes Netzteil rauscht/brummt und je nachdem wie gut die PSSR (power-supply rejection ratio) des Verstärkers ist, landet das dann auch am Ausgang.
Das hatte ich komplett vergessen und setze es mal auf meine todo Liste.

[Udo]

weiter geht's mit einer PSRR Simulation:

auf diyaudio.com habe ich ein Beispiel für eine Spannungsquelle gefunden die in etwa mit einer klassischen (transformator gleichrichter +elkos) Schaltung vergleichbar ist. 30V 3Vss 100Hz Ripple weiss nicht genau ob das realistisch ist ? ah so in etwa ich plane sowieso mit Schaltnetzteil. da muss ich dann nochmal genauer Datenblätter studieren.

verwendete Schaltung Beitrag #32 s. o. mit den modifizierten Spannungsquellen u. 1kHz Sinus am Eingang (knapp unter Vollaussteuerung)

Simulation + FFT
grün ist Verstärkerausgang blau +30V rot -30V

die 100Hz Spitze liegt etwa 100dB unter dem eigentlichen Signal und die Dämpfung beträgt ca. 70 dB
... mittelprächtig, aber ich hatte schlimmeres erwartet

eine erste Verbesserung auf 85dB bringt eine RC Filterung für die Diode D1, hatte ich schlichtweg vergessen


mal schauen ob mir noch weitere Verbessurungen einfallen (Self schreibt etwas von 100dB Dämpfung)

[Udo]

weiter geht's mit der Simulation des Dämpfungsfaktors bezogen auf 8Ohm:

auch hier wieder Cordell LTSpice-Beispiele
(s. http://www.cordellaudio.com/book/tutoria...ions.shtml)

verwendete Schaltung Beitrag #32 s. o. gemessen hinter der Augangsspule (geändert 2uH /Widertstand 10mOhm)

dominant ist der Widerstand/Induktivität der Spule (ca 30 bei 20kHz)
Der Dampfungsfaktor direkt am Ausgang ist extrem hoch u. beträgt bei 20kHz immernoch 750 und ist wesentlich höher als der des Blameless Amps mit Bjt's. Wohl ein Vorteil der MosFets.
In der Praxis spielen bei diesem Verstärker die Verkabelung u. eben die Ausgangsspule die größte Rolle.

Ich hätte ja kein Problem damit das Ding einfach wegzulassen aber D. Self empfiehlt es und einen schwingenden Verstärker will ich nun auch nicht

Only in the simplest kinds of power amplifier is it usual for the output stage to be connected directly to the
external load. Direct connection is generally onlyfeasible for amplifiers with low feedback factors,
which have large safety margins against Nyquist instability caused by reactive loads.
...
After a lot of extensive testing the physical size of my ‘standard output inductor’ was cut in half, so it
only had 10 turns, 2.3 uH inductance, and 10.1 mOhm DC resistance. ...
This inductor has proved adequate for stability with various types of amplifier, and a very wide range of loads ...

[Udo]

bevor ich mit den Kühlkörperberechnungen starte habe ich mir noch ein paar Gedanken zum Netzteil gemacht
220 Volt Basteleien möchte ich vermeiden, deshalb werde ich wohl ein externes Tischnetzteil verwenden


mit 60Volt konnte ich nix finden ... aber eins von Meanwell mit 54Volt
das hat 200Watt Schutzklasse 2 Kurzschlussschutz Temperaturschutz usw.
das sieht mir ganz ordentlich aus und Ripple&Noise ist mit 350mV ss schön niedrig (ich hatte s.o. mit 3Vss gerechnet)

das sollte für Stereobetrieb an 4 Ohm reichen bzw. 8Ohm in Brückenschaltung


https://www.meanwell.com/webapp/product/...d=OWA-200E
bei Elpro für 52€ gesehen

[Udo]

nun kommt etwas wo ich noch nicht genau weiss, ob das so funktioniert wie ich denke
ein Spannungsteiler mit Kondensatoren erzeugt ein künstliche Masse
wurde in alten Quad Endstufen so gemacht u. ähnliches hab ich auch schon im diyaudio Forum gesehen,
allerdings nur mit Trafo eine Wicklung + Brückengleichrichter, im Endeffekt aber auch eine Gleichspannung

um das Netzteil nicht zu quälen habe ich eine kleine Softstartschaltung vorgesehen.
Ich vermute Schaltnetzteile mögen es nicht beim einschalten große Kondensatoren zu laden.


ergibt +27V u. -27V in der Simulation funktioniert es schonmal ...